JFET-ы: Новый Рубеж (часть 2)


JFET-ы: Новый Рубеж
(популярно о полевых JFET-транзисторах и их применении в аудиосхемах)
часть 2


Многие годы Эрно Борбели (Erno Borbely) публикует статьи о различных проектах и разработках аудиолюбительской направленности (Audio Electronics, Glass Audio, Speaker Builder и AudioXpress), всегда ориентируясь на самый низкий уровень шума, наилучшую линейность и непосредственную связь по постоянному току. «Конечно, все это должно всегда идти рука об руку с основной целью в аудиоразработке – хороший звук», – объясняет Борбели. Основы схематехники, на которых он опирался в большинстве своих проектов, описаны в статье «JFET-ы: Новый Рубеж», часть 1 и 2, опубликованной в Audio Electronics AE 5/99 и 6/99 и статье «Линейный усилитель на полевых транзисторах» («All-FET Line Amp»), опубликованной в AudioXpress в мае 2002 года. Часто ссылаясь на эти статьи, автор признается, что в них описаны «строительные блоки», на которых основаны многие, если не все, его усилители. В статьях он продолжает свою серию о JFET-ах (полевых транзисторах с управляющим переходом) и показывает, как лучше всего использовать их преимущества.


В первой части этой статьи я описал однотактный (или несимметричный) усилитель, работающий в режиме «с общим истоком». Подобные решения обычно отделяют по переменному сигналу, хотя присущий им некоторый дрейф по постоянному току невелик. В общем, можно их использовать и для постоянного тока, если тщательно определите рабочую точку, в которой температурный коэффициент имеет нулевое значение (tempco=0). Однако, если вы помните, формулу (Vзи = Vотс. + 0.63 В), вы понимаете, что в реальности, оптимальные режимы разных экземпляров транзисторов отличны один от другого, поскольку отличаются их Vотс..

Лучшее решение заключается в применении дифференциального усилителя, где дрейфы двух согласованных JFET-ов имеют тенденцию компенсировать друг друга. Схема показана на рисунке 12А. Если достаточно велико, то:

Iс1 + Iс2 = Iо

Кроме того, если Iс1 изменится на ΔIс1, тогда Iс2 также изменится на ту же величину, но в противоположном направлении, то есть,

ΔIс1 = -ΔIс2

Дифференциальное усиление схемы сток-сток:

AVсс = (Vс1 – Vс2) / (Vзи1 – Vзи2) = Rс × Gm,

что совпадает с коэффициентом усиления одного каскада с общим истоком. Для того чтобы Rо было достаточно большим, также должно быть большим и -Vпит.. Обычно, это неудобно, поэтому вместо резистора можно использовать так называемый «источник постоянного тока», который обеспечивает независимо от –Vпит. (рис.12Б).

Из-за симметричной структуры дифференциального усилителя, вы также можете рассматривать его, как две, симметрично расположенных, «полусхемы», каждая из которых имеет JFET, нагрузочный резистор и половину источника тока, где обеспечивается Iо/2. Во-первых, это показано на рисунке 13, если два JFET-а идентичны, то вы можете соединить обе полусхемы в истоках, не нарушая режим по постоянному току. Теперь мы имеем пару сбалансированных однотактных усилителя, это во-вторых.

Транзистор Q1, со стороны затвора работает как усилитель с общим истоком, за исключением того, что его исток соединен с истоком Q2, влияя на Q2 с помощью сигнала на его истоке. Если смотреть на затвор 2 – ситуация аналогичная: Q2 находится в режиме общего истока, управляя Q1 через его исток. Таким образом, существует ряд преимуществ при совместной работе двух JFET-ов, и я начну с подавления синфазности.

Синфазные сигналы

Очень важной особенностью дифференциального усилителя является его способность подавлять (компенсировать) синфазные сигналы. Синфазный режим означает, что обе половины схемы, такой как наша, управляются сигналами с одинаковой полярностью и равной амплитуды. Легко заметить, что стоит только затвору Q1 стать положительным, как Iс1 увеличится, а Iс2 уменьшится. Но если оба затвора имеют одинаковые по знаку потенциалы, то должны увеличится оба тока: и Iс1, и Iс2, что невозможно, поскольку Iс1 + Iс2 = Iо, а ток всегда постоянен. Следовательно, дифференциальный усилитель не может усиливать сигналы с одинаковой полярностью или синфазные сигналы.

Насколько хорошо происходит подавление синфазности выражается в формуле усиления синфазных сигналов для дифференциального каскада:

AVсинф. = -Rс / 2r0

где r0 – внутренний (выходной) импеданс источника постоянного тока. Для того чтобы получить низкий коэффициент синфазного усиления (то есть, хорошее подавление), выходной импеданс источника тока должен быть очень большим.

Важность низкого коэффициента AVсинф. тесно связана с дрейфом температур, поскольку изменения Iс, Vзи и Gm можно рассматривать как синфазные сигналы, если они одинаковы для Q1 и Q2. Обычно для дифференциального усилителя задается коэффициент подавления синфазного сигнала (Кп.с.с.). Это соотношение между дифференциальным усилением и усилением синфазного сигнала:

Кп.с.с. = AVдиф. / AVсинф. ≈ 2Gm × r0.

Очевидно, что для достижения хорошего подавления оба транзистора должны иметь близкие параметры. Фактически, эти две формулы действительны только в том случае, если два JFET-а полностью идентичны. Простой способ получить пару хорошо подобранных JFET-ов – использовать сдвоенные JFET-ы с согласованными параметрами, или даже лучше – двойной JFET, сформированный на одном общем кристалле кремния, т. е. монокристальная пара.

Я использовал двойные N-канальные транзисторы NPD5566 и P-канальные AH 5020CJ. Однако, они не являются действительно комплементарной парой, как я указывал в одной своей статье. Первые комплементарные пары у на рынке были: 2SK240 / 2SJ74 со средней крутизной и 2SK146 / 2SJ73 с высоким Gm и низким уровнем шума. Это близко подобранные отдельные устройства, установленные в общем алюминиевом корпусе для хорошего отвода тепла. К сожалению, такие устройства больше не производятся.

Монокристальные JFET-ы

Несмотря на то, что на рынке имеется много N-канальных двойных JFET-ов, комплеметарные монокристальные двойки JFET-ов – редкость. На самом деле, я знаю только одну такую пару: 2SK389 / 2SJ109, сделанную Toshiba. Они все еще изготавливаются и доступны, поэтому я использую их во всех своих усилителях с дифференциальным входом. Теперь я опишу некоторые практические дифференциальные схемы.

На рисунке 14А показан простой дифференциальный усилитель с двойным монокристальным JFET-ом – 2SK389 из группы V по Iс0. Я подключил его к источнику ± 36 В чтобы создать условия, аналогичные однотактному каскаду. Источником постоянного тока является JFET J511, дающий 4,7 мА. Для того чтобы обеспечить стокам примерно половину напряжения питания (около 18 В), я выбрал Rи1 = Rи2 = 10 кОм.

Сначала я протестировал усилитель в одноконтурном режиме, т.е. с заземленным затвором Q2, измерив Vс2. (Vс2 имеет ту же фазу, что и Vзи1). С точки зрения расположения рабочей точки он однотактный и я думаю, что этот режим более правильно называть несимметричным (небалансным) режимом. Усиление без местной обратной связи (Rи1 = Rи2 = 0) – около 64-х, что составляет 36 дБ. Частотная характеристика – 175 кГц, а входная емкость – 330 пФ. THD, измеренный на частоте 1 кГц, показан в столбце 1 таблицы 2.

Затем я установил резисторы истока Rи1 = Rи2 = 100 Ом и повторил измерения. Из-за возникшей обратной связи коэффициент усиления снизился примерно до 28-и, а входная емкость – до 160 пФ. THD также уменьшился примерно на 6 дБ.

Чтобы еще больше уменьшить входную емкость, я привел схему к каскодному виду, добавив пару 2SK246 (рис.14Б). Коэффициент усиления существенно не изменился, но входная емкость упала до 50 пФ! THD также уменьшилось, как показано в таблице 2, Таблица 2.

Балансный режим

Несколько комментариев в порядке важности к этой схеме. Согласно измерениям, это очень удачная схема, учитывая, что в ней используется лишь небольшая местная обратную связь. Коэффициент усиления по-прежнему довольно высок, и вы можете уменьшить его, увеличив резисторы истока, что, в свою очередь, еще больше уменьшит THD. Однако, чтобы полностью воспользоваться преимуществами симметрии в этой схеме, вы должны использовать ее в балансном режиме, что требует применения балансного сигнала на обоих затворах и передачи далее в последующую цепь балансного же сигнала от двух стоков.

Я произвелл некоторые измерения THD в балансном режиме, показанные в столбце 3 таблицы 2. К сожалению, мой осциллограф и THD-анализатор (HP339A) небалансные, поэтому мне пришлось решать вопросы симметричности при помощи операционного усилителя, ограничиваясь измерением уровней, показанных в таблице (уровни еще ниже – маскируются шумом).

Тем не менее, это ясно указывает на то, что схема работает в балансном режиме, имея на 10-20 дБ меньше THD по сравнению с несимметричным режимом. Это также указывает на преимущество этой схемы над однотактными, рассмотренными в части 1.

Естественно, сторонники однотактных схем могут сказать, что преимущества связаны с исключением гармоник четного порядка в симметричных схемах, что верно. Но, как указывает Нельсон Пасс на своей домашней странице, по сравнению с однотактной схемой, балансная не приводит и к искажениям нечетного порядка. В балансной схеме остается совсем мало искажений!

Как упоминалось в части 1, входная емкость зависит от напряжения, что может вызвать нелинейные искажения, когда усилитель управляется от источника с высоким выходным сопротивлением. Я проверил схему, описанную в столбце 2 таблицы 2, с источниками, имеющими импеданс 50 кОм, 100 кОм и 500 кОм. Никаких изменений в искажениях до 100 кОм не зарегистрировано. Но при 500 кОм я заметил небольшое увеличение.

Опять же, по причинам борьбы с шумами, вы, вероятно, должны поддерживать импеданс источника ниже 50 кОм, поэтому в любом случае нет никакой проблемы с емкостной модуляцией. Я также проверил коэффициент подавления синфазного сигнала, соединив два затвора вместе и управляя ими с помощью сигнала в 3 В. Выход в балансном режиме оказался снижен до 87 дБ на частоте 1 кГц. Кп.с.с. упал до 70 дБ при 10 кГц и до 63,5 дБ на 20 кГц, но даже на 100 кГц это было еще целых 50 дБ!

Выход

Вот я описал два типа каскадов усиления, используя JFET-ы: с общим истоком – несимметричный усилитель, а также дифференциальный или балансный усилитель. Вы можете использовать любой из них для создания аудиоусилителей, в зависимости от ваших потребностей в балансных или небалансных схемах. Лично я предпочитаю дифференциальную схему, потому что можно использовать ее с балансными или небалансными источниками, а также подавать сигнал на балансные (двухтактные) или небалансные (однотактные) усилители мощности. Работа балансного каскада субъективно дает ощущение повышенной динамики. Это также может быть чрезвычайно полезным при образовании заземляющих контуров.

Рассуждая о однотактных и двухтактных усилителях необходимо учитывать два аспекта. Прежде всего: выход никогда не имеет нулевой потенциал по постоянному току, он примерно на 10-20 В выше земли. Если вы хотите подключить этот выход, скажем, к усилителю мощности, то вы должны заблокировать постоянную составляющую. Это легко сделать с помощью конденсатора, и эта проблема хорошо известна всем поклонникам однотактных схем, независимо от типа – лампа или полупроводник. Поэтому я не буду тратить много времени на эту тему.

Гораздо более важный вопрос заключается в том, могут ли эти схемы зависеть от входного импеданса усилителя мощности. Выходной импеданс исследуемых усилительных каскадов в основном равен нагрузочному резистору в истоке усилителя. Если = 10 кОм, то выходной импеданс также близок к 10 кОм. Но если входной импеданс усилителя мощности также 10 кОм, то вы, безусловно, в беде. Во-первых, вы теряете 6 дБ усиления путем разделения напряжения между этими резисторами; во-вторых, вход 10 кОм, скорее всего, перегрузит выходной сигнал и вызовет прирост нелинейных искажений. Даже с входным полным сопротивлением 20 или 50 кОм, вы можете столкнуться с подобной проблемой. Значит целесообразно установить на выходе преобразователь импеданса, чтобы избежать этого. Истоковый повторитель нам в помощь!

JFET, как повторитель

Подобно лампам и биполярным транзисторам, JFET можно также использовать в качестве повторителя, а точнее, истокового повторителя. Простейшая его схема показана на рисунке 15А. Сток по переменному току заземлен через конденсатор источника питания, и выходной сигнал снимается с резистора на истоке, что означает, что он работает со 100% местной обратной связью. Коэффициент усиления:

AV = Gm × Rи / (1 + Gm × Rи)

Из формулы очевидны две вещи: во-первых, истоковый повторитель не реверсирует фазу сигнала, а во-вторых, если Gm × Rи >> 1, то коэффициент усиления приближается к единице. Чтобы сделать большим, вы можете использовать источник постоянного тока с высоким выходным сопротивлением (рис.15Б). Линейность также зависит от (см. Измерения THD на 1 кГц – в столбцах 1 и 2 таблицы 3).

Входная емкость низкая, потому что она не дополняется эффектом Миллера. Я намерил приблизительно 5 пФ для схем на рис.15А и Б. Выходное сопротивление равно приблизительно 1/Gm. При использовании устройств с высоким Gm это довольно низко. У меня получилось 38 Ом для схем на рис. 15А и Б.

Схемы 15А и Б образуют на выходе постоянные составляющие. Для JFET-а, которые я использовал в эксперименте, я получил смещение 0,2 В. Если вам нужен нуль на выходе по постоянному току, вы можете использовать схему на рисунке 15В. Здесь, в качестве источника постоянного тока я использовал такой же транзистор.

Если два JFET-а совпадают по параметрам, а два резистора в истоках равны, смещение по постоянному току будет очень маленьким. С двумя согласованными 2SK170BL я измерил смещение – менее 1мВ. (Вероятно, это значение будет еще ниже, если вы используете здесь сдвоенный монокристальный JFET, такой как 2SK389BL/V.) Дрейфы постоянного тока также сокращаются, из-за сопряженных устройств. Также, схема имеет очень низкий THD (см. столбец 3 таблицы 3).

Функция повторителя

Одной из наиболее важных особенностей повторителя является его способность управлять низкоомными нагрузками. Я проверил все три схемы с нагрузками от 1 кОм до 10 кОм при 3 В выходе. С 1 кОм они показали 1%, 1,7% и 0,23% соответственно. Хотя выходной импеданс схемы В на самом деле выше, чем у схем А и Б на рисунке 15, но она лучше всего справляется с низкоомными нагрузками. При нагрузке 10 кОм в схемах 15Б и 15В THD составлял соответственно: 0,004 и 0,0022%.

Предпочитаемые мной истоковые повторители показаны на рисунках 16. Схема 16А представляет собой JFET-версию ламповой схемы «Белого Катодного Повторителя». В принципе, схема является развитием схемы с рис.15В, в том смысле что повторитель управляется источником постоянного тока, но, кроме того, ток стока от источника тока модулируется переменным сигналом. Когда выходной сигнал становится положительным, ток «хвоста» (ток через нижний транзистор) уменьшается, а когда он становится отрицательным – ток увеличивается. Результатом является значительное снижение выходного импеданса и очевидное увеличение возможностей драйвера.

Выходной импеданс – 2,3 Ома. Входная емкость составляет около 5 пФ, то же, что и в предыдущей схеме истокового повторителя. Плата за такую способность драйвера – небольшое увеличение искажений (см. столбец 4 в таблице 3). THD с 1 кОм в нагрузке и 3 В на входе составляет 0,0095%. Необходимое напряжение на затворе выделяется на небольшом резисторе от тока стока истокового повторителя.

Рассеяние мощности

Джон Кюрл использовал комплементарный JFET-истоковый повторитель, который показан на рисунке 16Б, в блоке фонокорректора JC-2. JFET-ы работают в классе A до тех пор пока пиковой ток в нагрузке менее, чем в два раза превышает ток смещения. Далее схема работает в классе AB. Я обычно позволяю двум совмещаемым устройствам работать с Iс0, чтобы поддерживать как можно больший запас класса А. Однако вы должны следить за рассеиванием мощности. Если Iс0 таков, что рассеиваемая мощность больше максимально допустимой, то вам необходимо вставить резистор в исток для уменьшения тока стока или выбрать устройство с более низким Iс0.

Я протестировал схему с 2SK170/J74, как из группы BL, так и V и получил отличные результаты. THD показан в столбце 4 таблицы 3. В зависимости от сочетаний смещение может быть таким низким как 1 мВ. Выходное сопротивление составляет около 18 Ом, а входная емкость – 28 пФ. Самое главное, что схема без проблем может сочетаться с нагрузками с низким полным сопротивлением. Для 1 кОм/3 В THD составляет 0,0078%. При нагрузке 10 кОм вообще нет никакой разницы в результатах, что с нагрузкой, что без нее.

Я также протестировал истоковые повторители на предмет искажений, вызванных зависимостью входной емкости от напряжения. Нет существенного увеличения до = 10 кОм; однако при 50 кОм THD увеличивается на порядок. Обычно это не проблема, потому что импеданс источника обычно очень низок. Однако в некоторых устройствах, таких как фильтры, это может вызвать искажение.

Конечно, при использовании любой из этих буферных схем в однотактных и дифференциальных усилителях, обсуждавшихся ранее, решается только одна из проблем, изложенных в начале этого раздела, – проблема способностей драйвера. Напряжение же постоянного тока все еще присутствует. Учитывая топологию этих схем, вы должны использовать конденсатор на выходе для блокировки постоянного напряжения. Естественно, вы также можете решить эту проблему, используя схемы переключения уровней, но для этого требуется немного более сложные схемотехнические решения. Сейчас же я рассмотрю линейный балансно-однотактный JFET-усилитель, используя уже разработанные схемы.

Линейный Балансно-Однотактный JFET-усилитель

Схема, показанная на рисунке 17, состоит из дифференциального усилителя Q1/Q2, каскодированного Q3/Q4 и выходных буферов Q5/Q6 и Q7/Q8. Дифференциальный каскад усиления использует сдвоенный монокристаллический JFET-транзистор K389V. Каждый JFET в покое пропускает чуть более 2 мА, этот ток создается источником постоянного тока J511. Резисторы в истоках – 330 Ом обеспечивают местную обратную связь и регулируют усиление дифференциального усилителя. Подстроечник 50 Ом корректирует небольшие дисбалансы между двумя JFET-ами, но обычно с монокристальными двойками это не нужно, и вы можете его не ставить.

Каскодными JFET-ами являются два K246BL. Выходные буферы – именно те, что я разработал по ламповой аналогии с «Белым Катодным Повторителем», показанным на рисунке 16А («скромно» называемый: «истоковый повторитель Борбели»). Напряжение питания ±36 В. Конечно, вы можете сделать отрицательное напряжение намного меньше, чем 36 В; источник постоянного тока требует только нескольких вольт для правильной работы. Я же сделал их оба 36 В, чтобы попутно изучать другие конфигурации.

Выходные конденсаторы должны быть самого высокого качества, чтобы сохранить превосходное качество звука этой простой схемы. Если применяемые вами нагрузки, что вероятно, менее 1 кОм, то конденсаторы должны быть не менее 10 мкФ. Если вы примените типовую нагрузку 10 кОм или более, будет достаточно 1 мкФ или 2,2 мкФ. Я применил Hovland Musicaps, они довольно нейтральны, но на рынке есть много других хороших конденсаторов.

Популярные масляные конденсаторы оказываются, не предназначены для таких цепей, они уничтожают превосходное разрешение до «приятного» размытого Миш-Маш (Миш-Маш – омлет с овощами и зеленью). Не понимаю, что мне здесь не нравятся в масляных конденсаторах? Я же использую их в некоторых других моих усилителях. Но здесь мне бы хотелось попробовать конденсаторы из серебряной фольги Увы, цены на них еще более смешны, чем цены на кабель. Я отказываюсь играть в эту игру. (Если кто-нибудь знает о недорогих конденсаторах из серебряной фольги, пожалуйста, дайте мне знать.)

Вы можете использовать этот линейный усилитель с небалансными или балансными источниками, можете предварять ими усилители мощности с небалансными или балансными входами. Однако, все-таки лучше было бы вам пользоваться всеми, описанными ранее, преимуществами этого превосходного решения в балансном варианте. Если же вы используете его с несимметричными источниками, вы должны замкнуть -INP на землю. И в маловероятном случае, когда вы не захотите использовать симметричные выходы, вы можете упразднить часть схемы на Q5/Q6, т.е. не реализовывать отрицательный выход. В качестве регулятора громкости я рекомендую ступенчатый аттенюатор 10 кОм или 20 кОм.

Удачи вам с JFET-ами на «Новом Рубеже» аудиоусиления!

Эрно Борбели

Эта статья была первоначально опубликована в журнале Audio Electronics, №6 1999г.

Технический перевод: Антон Мельников, CleverAudio.

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *